Спрос на широкополосные электрически малые антенны неуклонно растет: для беспроводных систем коммуникации, в гражданских и военных отраслях в связи с необходимостью их использования в компактных многофункциональных устройствах. В частности, во многих из этих приложений, используют электрически малые антенны из-за ограниченного пространства, доступного для размещения антенны, например в таких устройствах как электроника мобильных устройств, медицинское оборудование, беспилотные летательные аппараты и т.д. Например, услуги 4G LTE (Long Term Evolution) предоставляются на 700 МГц и выше. Чтобы установить антенну в компактном мобильном устройстве 4G LTE, требуется малая антенна размером, позволяющим уместить ее в этом устройстве.
Хотя потребность в широкополосных электрически малых антеннах возрастает, реализация широкополосных электрически малых антенн является одной из самых сложных задач в антенной технике. Различные авторы [1-9] исследовали фундаментальные ограничения электрически малых антенн более 50 лет, с особым упором на нижних границах добротности возбуждения Ррад вместе с электрическим размером излучателей. Например, как показано в [2], что С)рад электрически малой антенны, пропорционально третьей степени обратной величины электрического размера антенны. Это означает, что электрически малые антенны имеют очень высокую добротность Ррад, потому что большая часть входной мощности (реактивной энергии) запасается в ближней зоне поля и меньшая мощность излучается в дальней зоне электромагнитного поля [10]. По этой причине, необходимо увеличить мощность излучения и/или уменьшить запасенную энергию в ближней зоне поля для уменьшения Qw в представляющем интерес частотном диапазоне.
Как правило, используется два метода для уменьшения Qw; а именно, изменение размеров при этом, максимально используя имеющийся объем [11- 13], а также использование, сосредоточенных элементов [14,15] или материалов [16] с соответствующими значениями диэлектрической проницаемости. Тем не менее, сложно разработать антенну, удовлетворяющую двум требованиям (высокий коэффициент усиления и широкая полоса пропускания), используя вышеупомянутые два способа.
Линейно поляризованные электрически малые антенны (ЭМА) как правило, подразделяются на два типа в зависимости от их возбужденных мод: одним из них является антенна дипольного типа с модой ТМю, а другой представляет собой антенну петлевого типа с модой ТЕю. Для антенны с ТМю модой, входной импеданс антенны обладает значительной реактивной (емкостной) и небольшой активной составляющей. В отличие от этого, входная проводимость антенны с ТЕю модой характеризуется высокой реактивной и малой активной проводимостями, т.е. входной импеданс практически нулевой.
Очень важно уменьшить реактивное входное сопротивление антенны, чтобы улучшить согласование импеданса в диапазоне частот. Согласующую цепь с необходимым сопротивлением подключают к входному порту антенны для увеличения мощности передачи от передатчика к приемной антенне с высокой реактивностью (в случае передачи), или от передающей антенны к приемнику (в случае приема) в заданном диапазоне частот. Однако, когда используются пассивные согласующие цепи без потерь, имеются фундаментальные ограничения широкополосного согласования,
установленные Боде в [17] и Фано в [18].
В ходе написания выпускной квалификационной работы по теме «Увеличение полосы частот электрически малой антенны с использованием конвертора отрицательного сопротивления на основе операционного усилителя»: была проанализирована литература по электрически малым антеннам, по конверторам отрицательного импеданса, выбран операционный усилитель конвертора импеданса, смоделирована нефостеровская цепь в среде моделирования AWR ВБ, изготовлено три варианта печатной платы, проведены эксперименты с согласующей схемой и получены положительные результаты.
В итоге в работе показано, что КОС улучшает согласование в широкой полосе частот: общий коэффициент отражения уменьшился во всей полосе частот (15-60 МГц), максимальный КСВ снизился с 25-40 до 2-5, частотная зависимость сопротивлений антенны и КОС на номограмме Вольперта-Смита сдвинулась ближе к центру номограммы.
Также нужно отметить сложности построения нефостеровской цепи на ОУ: неустойчивость, склонность к самовозбуждению, трудность
программного моделирования в связи с неполнотой ЗРХСБ-моделей.
